Wyślij zapytanie Dołącz do Sii

Setki układów elektrycznych i elektronicznych w nowoczesnych samochodach, częściowa i całkowita autonomia pojazdów, rozwiązania typu V2X (ang. Vehicle to Everything) – wszystko to sprawia, że współczesne samochody są coraz bardziej rozbudowane, ale także podatne na awarie, a producenci pojazdów nie ustają w dążeniu do poprawy bezpieczeństwa, które stało się bezwzględnym priorytetem.

Firmy z branży motoryzacyjnej z całego świata na bieżąco dostosowują swoje procesy do oczekiwań producentów samochodów albo już produkują wyroby zgodne z wymaganiami ISO 26262. Aktualnie, bezpieczeństwo przestało być luksusem i stało się koniecznością. W tej części serii skoncentruję się na przedstawieniu podstawowych algorytmów sterowania napędami (które coraz częściej można spotkać m.in. w branży automotive) oraz tym, jak zaimplementować takie rozwiązania na stanowisku testowym i porównam wyniki symulacyjne z rzeczywistymi.

W kolejnych artykułach z serii będę koncentrował się na pozostałych istotnych tematach związanych z napędami elektrycznymi, począwszy od sterowania przemiennikami częstotliwości, przez układy pomiarowe, metody estymacji i obserwacji zmiennych stanu, analizę uszkodzeń, a kończąc na diagnostyce aktywnej oraz sterowaniu odpornym.

Wiedza teoretyczna, którą przedstawię, jest dosyć uniwersalna i może być stosowana w różnych gałęziach technologicznych, zarówno w szeroko pojętym automotive – pojazdach hybrydowych, elektrycznych czy autonomicznych – ale także w rozwiązaniach przemysłowych (taśmociągi, dźwigi, dźwignice, suwnice itd.), a nawet domowym sprzęcie AGD np. pralkach czy suszarkach.

Uprzedzę Was przy okazji, że w tekście mogą pojawić się trudniejsze fragmenty, ale zachęcam do zapoznania się z nimi, ponieważ pozwolą na łatwiejsze zrozumienie kolejnych i ciekawszych publikacji.

Metody i struktury sterowania silnikami elektrycznymi

Współczesne układy napędowe wykorzystywane między innymi w pojazdach elektrycznych i hybrydowych, mogą być sterowane przy wykorzystaniu różnych algorytmów. Coraz częściej stosowane są wysokiej jakości regulowane napędy elektryczne VFD (ang. Variable Frequency Drives) zasilane z przemienników częstotliwości, które są w stanie spełniać surowe wymagania funkcjonalne, wydajnościowe oraz bezpieczeństwa.

Bez względu jaką metodą sterowania się posłużymy, zawsze będziemy starać się kontrolować moment elektromagnetyczny w sposób pośredni lub bezpośredni. Moment silnika może być regulowany na wiele sposobów, które zależą od wyboru elektromagnetycznych zmiennych stanu (x1e i x2e). Dla przykładu bardzo ogólna zależność na moment silnika indukcyjnego jest wyrażona jako:

Ryc. 1 1 - Napędy elektryczne w branży automotive. Część I: algorytmy sterowania

Zmienne te możemy w pewnym stopniu wskazywać dowolnie, ale musimy bazować na modelu matematycznym maszyny. Wybór wielkości sterujących momentem, uproszczenia zależności matematycznych i modelu silnika oraz dodatkowo przyjęte warunki, decydują o właściwościach statycznych i dynamicznych napędu.

Aktualny generalny podział istniejących metod i struktur sterowania silnikami elektrycznymi przedstawiono na Ryc. 1., a najogólniej można podzielić go na:

  • układy zewnętrzne – sterowanie w strukturze otwartej,
  • układy wewnętrzne – sterowanie w strukturze zamkniętej.
Podział metod sterowania silnikiem indukcyjnym ze względu na optymalizację statyczną
Ryc. 1 Podział metod sterowania silnikiem indukcyjnym ze względu na optymalizację statyczną

W systemach sterowania zewnętrznego w stanach nieustalonych silnika powstają niekontrolowane procesy przejściowe, co skutkuje powstawaniem słabo tłumionych oscylacji i utykaniem silnika. Napędy sterowane w ten sposób nie mogą być stosowane w aplikacjach wymagających częstych zmian obciążenia i częstotliwości (prędkości silnika).

Natomiast struktury sterowania wewnętrznego (ze sprzężeniami zwrotnymi) stosowane są zazwyczaj w aplikacjach wymagających stabilizacji prędkości i bardzo dobrych właściwości dynamicznych. W tym celu wykorzystywane są zaawansowane algorytmy regulacji oraz szybkie procesory sygnałowe i precyzyjne układy pomiarowe, pozwalające na szybką kompensację uchybów pomiędzy wartościami zadanymi i mierzonymi.

Ja skoncentruję się mocniej na tych ostatnich, określanych także jako metody sterowania wektorowego, ponieważ są coraz popularniejsze, dużo bardziej skomplikowane, posiadają wiele możliwości modyfikacji i rozszerzenia funkcjonalności, a co za tym idzie – są ciekawsze.

Metody wektorowe

Metody wektorowe nie bazują na wartościach poszczególnych wielkości (skalarach) tylko, jak sama nazwa wskazuje, na ich wektorach. Dlatego pierwszym krokiem jest wyznaczenie zależności różniczkowo-całkowych maszyny elektrycznej i stworzenie jej modelu matematycznego (przyjmując pewne założenia i uproszczenia), a następnie zapis tych równań za pomocą wektora przestrzennego w wirującym układzie współrzędnych.

Zabieg ten pozwala na zmniejszenie liczby działań różniczkowych oraz umożliwia prezentację modelu w różnych układach współrzędnych prostokątnych. W sterowanym wektorowo silniku prądu przemiennego mierzone są trójfazowe wielkości zmienne, które ze stacjonarnej płaszczyzny odniesienia mogą zostać zespolone w pojedynczy wektor wirujący w czasie.

Nieruchomy układ trójfazowy opisuje się wektorowo w tak zwanym systemie współrzędnych A-B-C, w którym składowe wektora są rozmieszczone co 120 stopni (Ryc. 2a). Wirujący wektor łatwiej jest przedstawić w układzie dwuosiowym, więc sygnały w dziedzinie czasu przekształca w dwie składowe w tak zwanym ortogonalnym systemie α-β.

Układ ten odnosi się do stojana (nieruchomej części silnika), przy czym składowa α jest zrównana ze składową A układu A-B-C, a składowa β jest do niej prostopadła (Ryc. 2b). Nadal mamy do czynienia z wektorem zmiennym w czasie, dlatego w kolejnym kroku stosuje się kolejną transformację, ale tym razem przechodzimy do układu współrzędnych d-q (x-y) wirującego współosiowo z wirnikiem (częścią ruchomą silnika), jak na Ryc. 2c. 

Przykładowe przebiegi sygnałów zmiennych w czasie i ich transformacje do innych układów współrzędnych
Ryc. 2 Przykładowe przebiegi sygnałów zmiennych w czasie i ich transformacje do innych układów współrzędnych

Aby poprawnie wyznaczyć tę płaszczyznę, potrzebny jest kąt θ, który dla silników synchronicznych otrzymuje się bezpośrednio z czujnika położenia wirnika. Jednakże nasz przypadek dotyczy silnika indukcyjnego (asynchronicznego), dlatego musimy dodatkowo uwzględnić poślizg, czyli względną różnicą między prędkością obrotową wirnika a prędkością wirowania pola magnetycznego, która wynika z takich paramentów jak liczba par biegunów czy częstotliwość prądu zasilającego.

Położenie wirnika musimy zatem obliczyć, wykorzystując matematyczne zależności obserwatora stanu silnika. O metodach odtwarzania wielkości trudnomierzalnych, estymatorach i obserwatorach stanu opowiem więcej w oddzielnej części serii. Posiadając kąt położenia wirnika, jesteśmy w stanie przejść z jednego układu współrzędnych na drugi i z powrotem. Właśnie te zależności (określane jako transformacje Clarke’a i Parka) są kluczem sterowania wektorowego. Wdrożenie różnych systemów odniesienia znacząco upraszcza nam analizę i obliczenia całego układu, a w konsekwencji pozwala na efektywne sterowanie silnikiem, ponieważ przemienne przebiegi prądu i napięcia przedstawiane są w warunkach stanu ustalonego.

W zależności od wyboru sygnałów (wektorów) sterujących możemy wyróżnić dwie kluczowe metody wektorowe z modulacją wektorową przekształtnika:

  • struktura sterowania polowo-zorientowanego (DRFOC – ang. Direct Rotor Field Oriented Control),
  • struktura bezpośredniego sterowania momentem elektromagnetycznym (DTC – ang. Direct Torque Control).

W obu przypadkach główna idea polega na oddzielnym sterowaniu momentem elektromagnetycznych i strumieniem uzwojenia w silniku, co pozwala uzyskać wysoką dokładność regulacji prędkości obrotowej.

Struktura sterowania polowo-zorientowanego

Pomijając skomplikowane wzory i zależności matematyczne, główna idea działania pierwszej z metod polega na wydzieleniu składowej czynnej wektora prądu stojana isy (decydującej o momencie elektromagnetycznym) oraz biernej isx (odpowiedzialnej za strumień).

Przyjmujemy, że nasz układ współrzędnych wiruje współbieżnie z wektorem strumienia skojarzonego wirnika ψr(oś x z Ryc. 3a). Wektor prądu stojana is, mierzony w układzie A-B-C, może zostać rozłożony na dwie składowe α-β oraz dwie składowe prostokątne is = [isx, isy]. Wydzielenie tych prądów odbywa się z wykorzystaniem układu odtwarzającego (estymatora) wektor strumienia wirnika, na podstawie informacji o położeniu wektora strumienia wirnika. Wykorzystując informację o położeniu wirnika, dokonywana jest transformacja Clarke’a wektora prądu stojana z układu fazowego A-B-C do stacjonarnego α-β i następnie Parka do docelowego układu x-y.

Graficzne przedstawienie położenia wektorów w układach współrzędnych przedstawiono na Ryc. 3a.

Graficzne przedstawienie położenia układu współrzędnych w metodzie polowo-zorientowanej (a) i schemat struktury bezpośredniego sterowania DRFOC dla silnika indukcyjnego
Ryc. 3 Graficzne przedstawienie położenia układu współrzędnych w metodzie polowo-zorientowanej (a) i schemat struktury bezpośredniego sterowania DRFOC dla silnika indukcyjnego

W praktyce dwie przetransformowane składowe prądu są regulowane oddzielnie sterownikami typu PI, a sygnałami wyjściowymi są składowe wektora napięcia stojana we współrzędnych x-y, które po transformacji powrotnej do układu α-β przekazywane są na wejście modulatora przekształtnika częstotliwości.

W klasycznej strukturze wykorzystujemy cztery regulatory PI:

  • prędkości kątowej,
  • strumienia wirnika,
  • składowej isx prądu stojana,
  • składowej isy prądu stojana.

Schemat ideowy umieściłem na Ryc. 3b. Oczywiście tę strukturę możemy modyfikować w zależności od tego, którym sygnałem mamy zamiar sterować. Popularne rozwiązania umożliwiają między innymi: dodanie kolejnej pętli regulacji i sterowanie położeniem wirnika maszyny czy bezpośrednie zadawanie wartości prądów isx, isy (eliminacja pętli prędkości i strumienia.

Na Ryc. 4 zaprezentowano strukturę całego modelu sterowania DRFOC z pętlą regulacji prędkości silnika, zrealizowaną w środowisku Matlab/Simulink, którą wykorzystywałem do testów symulacyjnych.

Struktura całego modelu sterowania DRFOC zrealizowana w Matlab/Simulink
Ryc. 4. Struktura całego modelu sterowania DRFOC zrealizowana w Matlab/Simulink

Struktura bezpośredniego sterowania momentem elektromagnetycznym

Drugą najbardziej popularną metodą sterowania jest bezpośrednie sterowanie momentem elektromagnetycznym (ang. DTC – Direct Torque Control), nazywane również DTFC (ang. Direct Torque and Flux Control). Metoda ta zdobyła swoją popularność dzięki zapewnieniu napędom elektrycznym bardzo dobrej dynamiki momentu i strumienia, brakowi transformacji współrzędnych oraz małej ilości parametrów wymagających strojenia.

Główna idea algorytmu sterowania sprowadza się do bezpośredniego wyznaczania sygnałów sterujących przełączaniem poszczególnych łączników przemiennika częstotliwości na podstawie sygnałów z regulatorów histerezowych strumienia i momentu oraz tablicy przełączeń (Ryc. 5).  

Tablica przełączeń dla sterowania DTC
Ryc. 5 Tablica przełączeń dla sterowania DTC

Strategia sterowania wynika z jednej z zależności na moment silnika indukcyjnego i polega na jednoczesnym wpływaniu na wartość momentu elektromagnetycznego oraz na wartość amplitudy strumienia magnetycznego:

Ryc. 7 - Napędy elektryczne w branży automotive. Część I: algorytmy sterowania

gdzie:
c – stała zależna od parametrów silnika,
Ψs, Ψr – strumień skojarzony stojana i wirnika,
δψ – kąt pomiędzy wektorami strumienia stojana i wirnika.

Przyjmuje się, że wektor przestrzenny strumienia skojarzonego wirnika ma stałą amplitudę i prędkość wirowania, więc kształtowanie momentu polega na sterowaniu położeniem wektora przestrzennego strumienia stojana. Zakładając brak bezpośredniej ingerencji w wartość prądu (sterowanie nadążne), regulacji dokonujemy poprzez odpowiednie zasilanie uzwojeń stojana silnika:

Ryc. 8 - Napędy elektryczne w branży automotive. Część I: algorytmy sterowania

W falowniku mamy dostępne sześć aktywnych wektorów napięcia oraz dwa zerowe (000 i 111) – znajdziecie je na Ryc. 6. Użycie jednego z nich powoduje przyrost (lub redukcję) wektora przestrzennego strumienia skojarzonego stojana w kierunku zgodnym z użytym wektorem napięcia stojana.

Możliwe stany łączników przemiennika częstotliwości
Ryc. 6 Możliwe stany łączników przemiennika częstotliwości

W metodzie DTC stosuje się regulatory komparatorowe porównujące wartości zadane z mierzonymi: dwupołożeniowy strumienia oraz trójpołożeniowy momentu o szerokości strefy równej 2Hm.

Sygnały wyjściowe komparatorów oraz dm określone są jako:

Ryc. 10 1 - Napędy elektryczne w branży automotive. Część I: algorytmy sterowania

Ponadto, konieczne jest wyznaczenie położenia wektora przestrzennego strumienia skojarzonego stojana z dokładnością do jednego z sześciu sektorów – N. Na podstawie sygnałów wyjściowych komparatorów , dm oraz numeru sektora N, z tablicy przełączeń (Ryc. 5) wybierany jest odpowiedni wektor napięcia stojana.

W ten sposób kontrolujemy długość wektora strumienia stojana oraz jego położenie względem wektora strumienia wirnika, wpływając jednocześnie na wartość momentu elektromagnetycznego generowanego przez silnik.

Przykład: jeżeli wektor strumienia stojana znajduje się aktualnie w sektorze N=2, oraz gdy wartość momentu i strumienia są za małe w stosunku do wartości zadanych (regulatory histerezowe zwracają na wyjściu: dm=1, dψ=1), to zostanie wybrany wektor napięcia us3, który spowoduje zwiększenie amplitudy wektora przestrzennego strumienia skojarzonego stojana oraz zwiększenie kąta δψ, czyli zwiększenie momentu (przyspieszenie silnika) – Ryc. 7.

Ruch wektora strumienia stojana względem strumienia wirnika (a) oraz przykład przesunięcia wektora strumienia stojan wskutek zmiany wektora napięcia (b)
Ryc. 7 Ruch wektora strumienia stojana względem strumienia wirnika (a) oraz przykład przesunięcia wektora strumienia stojan wskutek zmiany wektora napięcia (b)

Klasyczna postać metody DTC (z tzw. tablicą przełączeń) została rozwinięta oraz poprawiona w celu eliminacji jej podstawowych wad, tj. pulsacji strumienia i momentu oraz zmiennej częstotliwości przełączeń łączników przekształtnika napięcia.

Przede wszystkim regulatory histerezowe strumienia i momentu oraz tablica przełączeń zostały zastąpione regulatorami liniowymi PI oraz modulatorem wektorowym (SVM – ang. Space Vector Modulation) – układ sterowania tranzystorami przemiennika częstotliwości. Główna idea sterowania pozostaje więc bez zmian, a kluczowa modyfikacja dotyczy wprowadzenia transformacji składowych wektora napięcia stojana us = [usx, usy] do układu współrzędnych x-y – Ryc. 8a.

Zadane sygnały strumienia stojana i momentu elektromagnetycznego są porównywane z wartościami estymowanymi, a uzyskane uchyby podawane są na wejścia regulatorów PI. Sygnały wyjściowe regulatorów, stanowią wartości zadane napięć stojana usx i usy, które po transformacji do stacjonarnego układu α-β wykorzystywane są do obliczania czasów załączeń tranzystorów w bloku modulatora SVM.

Schemat ideowy struktury z dodatkową pętlą regulacji prędkości przedstawiono na Ryc. 8b.

Graficzne przedstawienie położenia układu współrzędnych (a) i schemat struktury bezpośredniego sterowania momentem DTC-SVM dla silnika indukcyjnego (b)
Ryc. 8 Graficzne przedstawienie położenia układu współrzędnych (a) i schemat struktury bezpośredniego sterowania momentem DTC-SVM dla silnika indukcyjnego (b)

Metoda DTC-SVM z pozytywnym skutkiem łączy zalety struktury polowo-zorientowanej oraz bezpośredniego sterowania momentem z tablicą przełączeń, zapewniając doskonałą dynamikę oraz stabilność pracy układu napędowego. Metoda ta z powodzeniem wykorzystywana jest w napędach bezczujnikowych oraz w złożonych aplikacjach przemysłowych, zwłaszcza w układach wymagających szybkich i kontrolowanych zmian momentu elektromagnetycznego.

Implementacja i weryfikacja w praktyce

Praktyczna implementacja i weryfikacja odbywają się na stanowisku testowym i w moim przypadku składało się ono z komputera PC z zainstalowanym środowiskiem programistycznym i operatorskim ControlDesk. Do realizacji badań eksperymentalnych wykorzystywałem kartę szybkiego prototypowania DS1202 zaimplementowaną na platformie MicroLabBox firmy dSPACE GmbH, która połączona była z komputerem złączem ethernetowym.

Platforma MicroLab Box (Ryc. 9) posiada dwurdzeniowy procesor czasu rzeczywistego o częstotliwości taktowania 2 GHz (Freescale PowerPC QorIQ P5020) oraz zintegrowany, programowalny układ logiczny FPGA firmy Xilinx (Kintex-7 XC7K325T) przeznaczony dla bardziej wymagających aplikacji. Jednostka MicroLabBox zawiera ponad 100 analogowych (BNC) oraz cyfrowych portów wejściowych i wyjściowych, a ponadto obsługuje protokoły komunikacyjne CAN i Ethernet oraz dedykowane wejścia dla resolwerów i innych przetworników położenia.

Wyraźnie widać, że platforma ta jest znacznie przewymiarowana i dlatego jest świetnym rozwiązaniem dla pojedynczych i skomplikowanych projektów rozwojowych i prototypowych oraz rozbudowanych systemów napędowych.

Platforma MicroLab Box z kartą DS1202

Środowiskiem programistycznym, którym się posłużyłem do modelowania układów sterowania (Rysc. 10 i 11), jest MATLAB Simulink wraz z bibliotekami specjalistycznymi (ang. RTI – Real-Time Interface). Zaimplementowane na karcie procesorowej programy były kontrolowane za pośrednictwem aplikacji zaprojektowanej w ControlDesk Next Generation. Pozwala ona na stworzenie pulpitu operatorskiego umożliwiającego wizualizację graficzną, dostęp i zmianę parametrów układu sterowania w czasie realizacji procesu bez konieczności ponownej kompilacji i generacji kodu. Ponadto umożliwia ona monitorowanie i rejestrowanie przebiegów zmiennych modelu w czasie rzeczywistym.

Na Ryc. 12 przedstawiono okno programu z układem sterowania polowo-zorientowanego.

Struktura sterowania DRFOC zrealizowana w Matlab/Simulink
Ryc. 10 Struktura sterowania DRFOC zrealizowana w Matlab/Simulink
Struktura sterowania DTC-SVM zrealizowana w Matlab/Simulink
Ryc. 11 Struktura sterowania DTC-SVM zrealizowana w Matlab/Simulink
Główne okno programu do badań eksperymentalnych – okno sterowania DRFOC
Ryc. 12 Główne okno programu do badań eksperymentalnych – okno sterowania DRFOC

Za pomocą platformy sterowane są dwa przekształtniki częstotliwości zasilające silniki firmy BESEL:

  • indukcyjny napędzany SH 80X-4C (1,1 kW),
  • indukcyjny pełniący funkcję maszyny obciążającej SH 80X-4D (1,5 kW).

Silnik obciążający zasilany jest z przekształtnika firmy TWERD (model MFC 710) o mocy 1,5 kW i sterowany wektorowo w strukturze momentowej. Wartość momentu obciążenia zadawana jest przez MicroLabBox i podawana na wejście analogowe (0-10V DC) przemiennika. Prędkość kątowa wirnika maszyny obciążającej jest mierzona za pomocą enkodera inkrementalnego firmy Kübler (model 8.5020.D54A.5000.0050). Schemat stanowiska laboratoryjnego został przedstawiony na rys. 13.

Schemat ideowy stanowiska testowego z kartą DS1202
Ryc. 13 Schemat ideowy stanowiska testowego z kartą DS1202

Informacja o napięciu zasilającym stojan maszyny obliczana jest na podstawie czasów załączeń tranzystorów przemiennika częstotliwości oraz napięcia w obwodzie pośredniczącym przekształtnika, mierzonego za pomocą przetwornika napięciowego firmy LEM. Wartości prądów stojana są uzyskiwane z pomiaru wykorzystującego dwa (lub trzy) hallotronowe przetworniki prądowe z zamkniętą pętlą sprzężenia firmy LEM. Aktualna wartość prędkości kątowej wirnika otrzymywana jest z enkodera inkrementalnego firmy Kübler (model 8.5020.D54A.5000.0050) o rozdzielczości 5000 impulsów na obrót.

Wyniki

Poniżej możecie zapoznać się z przykładowymi przebiegami podstawowych sygnałów sterujących podczas pracy nawrotnej silnika w pełnym zakresie prędkości. Dodatkowo od 5-tej sekundy maszyna robocza jest obciążana, gdy znajduje się w stanie ustalonym.

Na pierwszy rzut oka możemy zauważyć, że w przypadku wyników rzeczywistych prędkość mierzona z enkodera jest bardziej poszarpana i widoczne są większe przeregulowania chwilę przed osiągnięciem wartości zadanej. W wynikach symulacyjnych wielkości mierzone niemal idealnie pokrywają się z żądanymi i ten fakt dotyczy wszystkich sygnałów.

Przebiegi prędkości mierzonej, rzeczywistej oraz estymowanej podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Ryc. 14 Przebiegi prędkości mierzonej, rzeczywistej oraz estymowanej podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Przebiegi prądów fazowych podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Ryc. 15 Przebiegi prądów fazowych podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Przebiegi składowych α-β wektora napięcia stojana podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Ryc. 16 Przebiegi składowych α-β wektora napięcia stojana podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)

Największe szarpania i zakłócenia są oczywiście widoczne na przebiegach składowych wektora prądu i napięcia stojana, ponieważ te sygnały pobierane są z systemu pomiarowego i nie są bezpośrednio kontrolowane. Ponadto, przetworniki pomiarowe posiadają swoje niedoskonałości i asymetrie względem poszczególnych faz oraz są podatne na szumy i zakłócenia.

W przypadku prądów sterujących (isx, isy) sytuacja wygląda już dużo lepiej i jest wyraźnie widoczne, że obie wielkości są kontrolowane i pokrywają się z wartościami referencyjnymi.

Przebiegi składowych x-y wektora prądu stojana podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Ryc. 17 Przebiegi składowych x-y wektora prądu stojana podczas pracy nawrotnej, dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Przebiegi strumienia wirnika oraz momentu elektromagnetycznego i obciążenia podczas pracy nawrotnej dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)
Ryc. 18 Przebiegi strumienia wirnika oraz momentu elektromagnetycznego i obciążenia podczas pracy nawrotnej dla sterowania DRFOC: przebiegi symulacyjne (a) oraz eksperymentalne (b)

W sterowaniu polowo-zorientowanym w/w składowe prądu są ściśle związane z wartościami chwilowymi strumienia wirnika oraz momentu elektromagnetycznego. W pierwszym przypadku powinniśmy widzieć stałą wartość prądu isx i modułu strumienia przez cały okres pracy napędu. Natomiast przebiegi składowej isy oraz momentu są niemal identyczne i mogą różnić się jedynie proporcjonalnie wartościami.

Powyższe przykładowe przebiegi pokazują nam, że sterowanie wektorowe umożliwia rozwijanie dużego i stabilnego momentu obrotowego w całym zakresie prędkości znamionowej silnika. Ponadto, zespół napędowy regulowany w ten sposób charakteryzuje się wysoką dynamiką pracy przez co czas reakcji na zmianę obciążenia wału lub żądanej wartości prędkości jest bardzo krótki. Dlatego takie algorytmy sterowania spotykane są coraz częściej w branży automotive i nadal są rozwijane.

Mam nadzieję, że powyższy artykuł choć trochę przybliżył Wam zagadnienie precyzyjnego sterowania silnikami elektrycznymi. Jeżeli będziecie mieli dodatkowe pytania, to chętnie na nie odpowiem w komentarzach.

W kolejnej części przedstawię sposoby sterowania przekształtnikiem częstotliwości, w tym dobrze większości znaną metodę PWM, ale również bardziej skomplikowaną modulację wektorem przestrzennym SVM. 

Literatura

Część teoretyczna została opracowana na podstawie poniższych pozycji literatury:

  • Dybkowski M., Estymacja prędkości kątowej w złożonych układach napędowych – zagadnienia wybrane, Prace Naukowe Instytutu Maszyn, Napędów i Pomiarów Elektrycznych Politechniki Wrocławskiej, Monografie, vol. 67, nr 20, 2013.
  • Dybkowski M., Klimkowski K., Orłowska-Kowalska, T., Speed and current sensor fault-tolerant-control of the induction motor drive. W: Advanced control of electrical drives and power electronic converters / ed. by Jacek Kabziński. Cham: Springer, cop. 2017. s. 141-167. (Studies in Systems, Decision and Control, ISSN 2198-4182; vol. 75).
  • Klimkowski K., Analiza układów napędowych z silnikami indukcyjnymi odpornymi na uszkodzenia czujników pomiarowych, Rozprawa Doktorska, Raporty Katedry Maszyn Napędów i Pomiarów Elektrycznych Politechniki Wrocławskiej. 2017, Ser. PRE; nr 10. 249 s.
  • Orłowska-Kowalska T., Bezczujnikowe układy napędowe z silnikami Indukcyjnymi, Oficyna Wydawnicza Politechniki Wrocławskiej, Wrocław 2003.
  • Tunia H., Kaźmierkowski M. P., Automatyka napędu przekształtnikowego, Państwowe Wydawnictwo Naukowe, 1987.

***

Jeśli interesuje Cię tematyka ISO i standaryzacji, zachęcamy do zapoznania się z artykułami naszych ekspertów: Functional Safety ISO 26262 – ASIL i metryki oraz Analiza porównawcza standardów rozwoju oprogramowania w odniesieniu do lotnictwa i pojazdów naziemnych.

Ocena:
Autor
Avatar
Kamil Klimkowski

Absolwent automatyki i robotyki na Politechnice Wrocławskiej. Aktualnie inżynier ds. badań i rozwoju, pracujący jako inżynier systemowy w projekcie dla firmy z branży elektromobilności. Specjalista w zakresie automatyki napędu elektrycznego oraz systemów o zwiększonym stopniu bezpieczeństwa, sterowania bezczujnikowego, PLC, robotów przemysłowych oraz pojazdów elektrycznych i hybrydowych.

Zostaw komentarz

Twój adres e-mail nie zostanie opublikowany.

Może Cię również zainteresować

Pokaż więcej postów

Bądź na bieżąco

Zapisz się do naszego newslettera i otrzymuj najświeższe informacje ze świata Sii.

Otrzymaj ofertę

Jeśli chcesz dowiedzieć się więcej na temat oferty Sii, skontaktuj się z nami.

Wyślij zapytanie Wyślij zapytanie

Natalia Competency Center Director

Get an offer

Dołącz do Sii

Znajdź idealną pracę – zapoznaj się z naszą ofertą rekrutacyjną i aplikuj.

APLIKUJ APLIKUJ

Paweł Process Owner

Join Sii

ZATWIERDŹ

This content is available only in one language version.
You will be redirected to home page.

Are you sure you want to leave this page?